ECC83 als Treiber für die 300B, Bestimmung einer Kennzahl

This blog explains an ECC83 driver specially designed for Loftin White applications using low µ triodes such as the 300B. A new formula gives a number that makes it possible to characterise a triode stage. This number shows the self linearising aspect in a triode amp design. The bootstrap topology makes it possible to use only one high µ driver stage without cathode decoupling instead of a pentode or two low µ triodes as usual.

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ECC83 300B Darius Loftin White Fortsetzung
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Die 300B braucht etwa drei mal so viel Steuerspannung am Gitter wie die RL12T15. Deshalb ist hier die Verstärkungsziffer einer Stufe mit der PC86 nicht ausreichend. Eine zusätzliche Spannungsverstärkerstufe kann dieses Verstärkungsmanko ausgleichen, derartige Lösungen zeigen beispielsweise der 6SN7 300B conventional SE Verstärker und der SRPP 300B Verstärker. Diese Konzepte besitzen nun drei Spannungsverstärker. Dreistufige Verstärker neigen leider zur Selbsterregung durch Anodenstromverkopplung. Darum muss man sich bei einer zweistufigen Loftin White Schaltung nicht sorgen. Wie bei der PC86 RL12T15 Schaltung soll eine Triode in der Treiberstufe Anwendung finden und der Katodenblock soll auch hier überflüssig werden.


Mit einem µ von 100 ist die ECC83 hier bestens geeignet. Allerdings erscheinen die Betriebsbedingungen für die ECC83 zunächst nicht so günstig. Wie gut die Betriebsbedingungen einer Triode tatsächlich sind möchte ich gerne an einer dimensionslosen Kennzahl festmachen. Diese Zahl charakterisiert eine Triodenstufe in der Hinsicht ob Massnahmen erforderlich sind um die Stufe so zu optimieren, dass die Triodeneigenschaften, wie z.B. die Selbstlinearisierung, gut zur Geltung kommen. Zu diesen Massnahmen zählt beispielsweise die Verblockung der Katode um bei Trioden die unerwünschte Fremdlinearisierung durch die Stromgegenkopplung zu vermeiden. Zur Berechnung dieser Ziffer, für die ich noch einen Namen suche, benötigt man den Arbeitswiderstand Ra dem ggf. ein Lastwiderstand parallel geschaltet ist, den Katodenwiderstand Rk, die Steilheit s und den Faktor µ. Siehe Bild unten.
Mit der Barkhausenformel 1/D = µ = s x ri kann man sich die Berechnung praxisnah gestalten, wie in den Beispielrechnungen gezeigt.



Für die PC86 ergibt sich im PC86 RL12T15 Verstärker die Kennziffer 4.
Von diesem Wert an aufwärts spielt die Stromgegenkopplung durch den Katodenwiderstand eine so geringe Rolle, dass man auch ohne Katodenblock auskommt.
Für die ECC83 bekommt man die Ziffer 2, man muss also an irgendeiner Grösse in der Formel etwas ändern, will man auch hier auf den Katodenblock verzichten ohne eine Stromgegenkopplung in Kauf nehmen zu müssen. Um es schoneinmal vorwegzunehmen, es ist Ra dessen kleinsignalmässiger Wert beträchtlich(!) erhöht wird.
Interessehalber noch die Ziffern für den 6SN7 300B Verstärker ohne Katodenblöcke:
Erste Stufe 2 und zweite Stufe 0,3. Deshalb sind die Katoden der 6SN7 verblockt. Das verblocken der Katoden macht Zk (=Rk parallel Xc) kleinsignalmässig zu Null, was die Kennzahl beträchtlich erhöht. Besonderes Augenmerk gilt allerdings dem zu, denn so ein Katodenblock besteht leider nicht nur aus seinem Blindwiderstand Xc. Bei der "SRPP" Stufe ohne Last ist die obere Triode als Widerstandsmultiplizierer geschaltet und stellt Ra, in der Formel dar. Ist die "SRPP" symmetrisch und ohne Katodenblock aufgebaut, beträgt die Kennzahl 1. Dies bedeutet keinesfalls, dass diese Anordnung "schlecht" ist. Im Gegenteil, sie arbeitet sogar sehr linear. Allerdings wird dies im wesentlichen mit der Fremdlinearisierung durch die Stromgegenkopplung im Katodenwiderstand der unteren Röhre erreicht. Die Triode bietet als einziges mir bekanntes Bauelement die Option der Selbstlinearisierung. Das ist es letztlich auch, was einen Triodenverstärker auszeichnet. Ein gutes Triodenschaltungsdesign ermöglicht der Triode die Selbstlinearisierung und dies lässt sich unter Anderem an der Kennzahl festmachen.

Lässt man die ECC83 µ- fach verstärken, dann wirkt sich die Gitter- Anodenkapazität bereits merklich aus. Das Bild zeigt die Auswirkung der Millerkapazität in Verbindung mit einem 50KΩ Potentiometer bei einem Triodensystem der ECC83.

Im ungünstigsten Fall, der elektrischen Mittelstellung, hat dann der aus Poti und Eingangskapazität der ECC83 gebildete Tiefpass eine Grenzfrequenz von ≈70KHz. Damit kann ich gut leben und komme noch ohne Neutralisation aus. Schaltet man aber beide Systeme der ECC83 parallel, sinkt diese Grenzfrequenz auf ≈35KHz ab. Deshalb nutze ich nur ein System der ECC83 zur Spannungsverstärkung.
In der Katodenbasisschaltung addiert sich der Katodenwiderstand µ- fach zum Innenwiderstand der Triode. Im Falle der ECC83 mit einem Katodenwiderstand von 1K5Ω sind das 150K, die sich zum Innenwiderstand addieren. Der Innenwiderstand des Treibers mit einem System der ECC83 würde dann, inclusive Arbeitswiderstand, ungefähr 140KΩ betragen. Zwar ist bei µ facher Verstärkung die Eingangskapazität der 300B mit ≈80pF nur halb so gross wie die der ECC83, aber die sich daraus ergebende Grenzfrequenz ist trotzdem zu niedrig. Es liegt nun nahe das zweite System der ECC83 als Spannungsfolger/Katodenfolger zu verwenden.

Eine sehr gute Lösung bietet hier die Bootstrapschaltung. Im Bild links wird dargestellt wie aus einer gewöhnlichen Katodenbasisstufe mit Katodenblock, Anodenspannungssiebglied und Katodenfolger eine Bootstrap Stufe entsteht. Statt den Scheinwiderstand an der Katode mit einem Katodenblock zu verringern, erhöht die Bootstrapanordnung kleinsignalmässig Ra. Dies wird bei der Bootstrap Schaltung erreicht, indem der Siebkondensator Cs nicht mit Masse sondern mit dem Ausgang des Katodenfolgers verbunden wird. Der Siebkondensator wird so zum Bootstrapkondensator. Wie wirkungsvoll die Bootstrapschaltung arbeitet hängt davon ab, inwieweit es dem Katodenfolger gelingt den Signalspannungsabfall über dem gitterseitigen 220KΩ Widerstand gering zu halten. Die Signalspannung fällt nun grösstenteils am betriebsspannungsseitigen Widerstand ab. Dieser stellt eine Wechselstromlast für den Katodenfolger dar. Am gitterseitigen Widerstand fällt nur der Spannungsverstärkungsverlust u(1-vu) des Katodenfolgers ab. Der dynamische Arbeitswiderstand ra für die Verstärkertriode ist dann ra= Ra /(1-vu). Für einen möglichst hochohmigen dynamischen Widerstand ra muss die Spannungsverstärkung des Katodenfolgers möglichst nahe an Eins liegen. Die Spannungsverstärkung eines Katodenfolgers mit Triode ist aber im Idealfall (1-1/(µ+1)) fach. Um den Spannungsverstärkungsverlust klein zu halten ist demnach grundsätzlich eine Triode mit hohem µ erforderlich. Die ECC83 ist mit einem µ von 100 hier also die Idealbesetzung. Allerdings spielt real auch das Spannungsteilungsverhältnis rk / (rk + 1/s) eine wichtige Rolle. Dabei ist rk der Katodenwiderstand mit Wechselstrombelastung. Die Steilheit s liegt bei 1,8mA/V laut Kennlinie im Datenbuch. Infolge des für die Loftin White Topologie notwendigen Katodenpotentials ergibt sich ein sehr günstiges Verhältnis zwischen Rk und dem Widerstand 1/s des Katodenfolgers. Der niedrigste mögliche Wert für Rk wird vom Spitzenstrom im ungünstigsten Fall vorgegeben und beträgt hier 40KΩ. Der Höchstwert für Rk hängt von der Wechselstrombelastung und der maximal erforderlichen Aussteuerung des Katodenfolgers ab. Besonders vorteilhaft ist, dass die Wechselstrombelastung durch den Gitterableitwiderstand bei der Loftin White Anordnung entfällt. Die Bootstrapstufe ist also hier nur mit sich selbst und der Blindlast der 300B beschäftigt. Diese Blindlast beträgt etwa 80pF und das liegt in der Grössenordnung einer Verstärkerstufe mit der ECC81. Soll der Katodenfolger in der Lage sein 20KHz bis zum Gitterstromeinsatz zu liefern ohne die untere Halbwelle zu kappen, dann darf Rk hier maximal 160KΩ betragen. Mit einem Katodenwiderstand Rk von 100KΩ für den Katodenfolger hat man also weite Aussteuerungsreserven. Der Innenwiderstand des ECC83 Bootstraptreibers beträgt gemessene 2KΩ. Die 3dB Grenzfrequenz beträgt damit gut 1MHz. Der Innenwiderstand in Bootstrapschaltung ist höher als 1/s, weil die Kennzahl der Verstärkerstufe ohne zu bootstrapen niedrig ist. Durch die Bootstrapanordnung und die durch die Loftin White Schaltung mögliche Dimensionierung beträgt der dynamische Arbeitswiderstand ra der Verstärkertriode statt 440KΩ sensationelle 12MΩ . Die Kennzahl erhöht sich durch das Bootstrapen auf 53.


Man erkennt, auch ohne die Kennzahl zu berechnen, dass der Katodenwiderstand hier keine Stromgegenkopplung mehr verursachen kann. Demnach ist ein Katodenblock für die ECC83 auch nicht erforderlich. Die Bootstrap Anordnung gilt, wie die "SRPP" Anordnung auch, als eine Verstärkerstufe. Das Gesammtkonzept bleibt damit zweistufig.

Prinzipiell ist ein Katodenfolger in der Lage die Endtriode in den Gitterstrombereich, d.h. positives Gitter gegenüber Katode, zu steuern.
Die Triode verliert dann aber mir wichtige Triodeneigenschaften, siehe die Erklärung zur Stromquelle V9. Die ECC83 ist unter den gegebenen Betriebsbedingungen nicht in der Lage hohe Ströme durch das Gitter der 300B zu treiben. Die Gitterspannung der 300B kann daher nicht so positiv gegenüber der Katodenspannung werden, dass die Ausgangskennlinie den Verlauf 3 , im Bild rechts, annimmt. Es müssen daher keine Massnahmen ergriffen werden dies zu verhindern.

Ich möchte ausdrücklich darauf hinweisen, dass ich diesen ECC83 Treiber speziell für die beschriebene Loftin White Anordnung entwickelt und dimensioniert habe. Die gewünschte Funktion dieses Treibers wird im Wesentlichen durch die sich aus der Loftin White Topologie ergebenden Betriebsbedingungen ermöglicht.

Letzte Überarbeitung am 19.April 2008

Glossar:

Fremdlinearisierung
Durch Gegenkopplungsschaltungen eine Verstärkerstufe zu linearisieren, bezeichne ich als Fremdlinearisierung. Damit ist die Strom- und Spannungsgegenkopplung gemeint und auch daraus resultierende Kombinationen wie die sog. Leistungsgegenkopplung.
Selbstlinearisierung
Die Triode besitzt konstruktionsbedingt eine Rückwirkung von der Anode auf das elektrische Feld zwischen Katode und Gitter. Wie stark das elektrische Feld der Anode, durch das negative Gitter, auf die Katode greift und Elektronen dazu veranlasst zur positiven Anode zu fliegen, gibt der Durchgriff an. Sein Kehrwert ist der Faktor µ. Diese Rückwirkung kann zur Linearisierung der Triodenverstärkerstufe herangezogen werden. Diesen Vorgang, der innerhalb der Triode abläuft, bezeichne ich als Selbstlinearisierung der Triode. Diese besondere Triodeneigenschaft gilt es auszunutzen!
Triodenschaltungsdesign
dafür kommt ein extra Blog.
Anodenstromverkopplung
Rückkopplung niederfrequenter Signale über die Betriebsspannungsverblockung. Kann zur tieffrequenten Selbsterregung (blubbern, motor boating) führen. Damit das nicht soweit kommt, muss man die untere Frequenzgrenze und das Sieb für die erste Stufe sorgfältig aufeinander abstimmen. Dabei soll die untere Grenzfrequenz durch das CR Glied vor dem Gitter der 300B festgelegt werden. Schliesslich verschiebt sich ja bei Gitterstromeinsatz der 300B auch ihr Arbeitspunkt. Dieses CR Glied und der Katodenblock der 300B müssen auch optimal aufeinander eingestellt werden um Effekte, die das Nachkriechen des Arbeitspunktes bewirkt, klein zu halten.

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Direkte Heizung 300B

Direct heated triode 300B
This blog explains how to eliminate the double mains frequency hum caused by the low thermal inertia of the cathode of an direct heated tube.

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PC86 RL12T15 Darius Loftin White Fortsetzung

Die 300B ist im Gegensatz zur RL12T15 eine direkt geheizte Triode. Der übliche Entbrummer beseitigt bei Wechselstromheizung die Netzfrequenz (50Hz).
Der Heizfaden ist leider doch noch so dünn, dass er den Momentanwerten der Heizleistung thermisch merklich folgen kann. Das bedeutet, er kühlt während der Nulldurchgänge der Heizwechselspannung ab und erwärmt sich während der Halbwellen. Diese Temperaturschwankung ändert die Emissionsfähigkeit der Katode und somit den Katodenstrom. Das macht sich dann als Brumm mit der doppelten Netzfrequenz (100Hz) bemerkbar. Diesen Heizungsbrumm kann der übliche Entbrummer nicht beseitigen. Die einen leben damit, die anderen heizen mit Gleichspannung um keinen Heizungsbrumm zu bekommen. Beides kommt für mich nicht in Frage. Wie man diesen Brumm weg bekommt, will ich zunächst an einem konventionellen SE Verstärker stellvertretend erklären. Dazu habe ich unten eine bewährte 6SN7 300B Schaltung gezeichnet.

In der Regel brummen Verstärker durch die Restwelligkeit auf der Anodenspannung. Diesen Brumm kann man perfekt kompensieren. Beispielsweise bei meiner RL12T15 Loftin White mit dem 10KΩ Poti in Reihe zu Chb, oder in der alten Schaltung mit der Kombination 390KΩ 1µF über das Gitter der RL12T15.
Nun liegt der Gedanke nahe, die Siebung im konventionellen 300B Verstärker gerade so auszulegen, dass der durch die Restwelligkeit verursachte Brumm den Heizfadenbrumm kompensiert. Oder anders gesagt man den Brumm vom Netzteil mit dem Heizfadenbrumm ausgleicht. Das wird tatsächlich oft unbewusst so gemacht und man sieht es der Schaltung nicht ohne weiteres an. Die Treiberstufe, in der Schaltung oben, besitzt kein eigenes Sieb. So kann Brumm von der Versorgungsspannung, über den Spannungsteiler bestehend aus 47KΩ und dem Innenwiderstand der 6SN7 geteilt, an das Gitter der 300B gelangen. Der Übertrager ist zudem über den Innenwiderstand der Endröhre und den Katodenblock geerdet. So wird der Verstärker hinreichend empfänglich für den Brumm auf der Versorgungsspannung. Die Siebglieder im Netzteil sind so ausgelegt, dass dieser Brumm den Heizungsbrumm kompensiert. Mit dem 100Ω Poti (Entbrummer) dreht man den 50Hz Heizspannungsbrumm weg und mit dem 5KΩ Poti den 100Hz Heizungsbrumm. Damit so etwas funktioniert, muss man einen Zweiweggleichrichter verwenden der die Netzfrequenz verdoppelt. Auch die Phasenlage muss im Sinne der Kompensation stimmen. In der praktischen Ausführung genügt, statt des Potis für den Heizungsbrumm, ein entsprechend ausgeprüfter Festwiderstand (in diesem Fall 2K7Ω) parallel zur Siebdrossel.
In der Originalen Loftin White Schaltung ist eine Kompensation des Heizfadenbrumms nicht vorgesehen.

Nun zur ECC83 300B Schaltung.

Die Loftin White Schaltung ist prinzipiell unempfindlich gegen Betriebsspannungsbrumm. Das liegt an dem, Loftin White Schaltungen kennzeichnenden, in sich geschlossenen Ausgangskreis. Dieser besteht aus Röhre (300B) Last (Übertrager mit Lautsprecher) und C2 (60µF). Dieser Ausgangskreis hat keinen Einfluss auf den Eingangskreis da bei Loftin White Schaltungen das Eingangssignal auf dem Katodenpotential der Endröhre schwimmt. Dies erreiche ich in meinen Loftin White Applikationen durch das Kompensationsglied (C"hb", 33KΩ+100KΩ). Bei der RL12T15 als indirekt geheizten Triode, fallen die idealen Werte des Kompensationsgliedes zur Brummkompensation und zum Ausgleich der Spannungsverluste an C2, zusammen. Also wenn man den Brumm kompensiert wird der Frequenzgang, vor allem zu tiefen Frequenzen hin, perfekt linearisiert. Da die 300B aber selbst einen Heizungsbrumm generiert, würde dann ein Abgleich des Kompensationsgliedes auf minimalen Brumm nicht mit den Punkt perfekten Ausgleiches der Signalverluste an C2 übereinstimmen. Aus diesem Grund habe ich die Kompensation des Heizfadenbrumms unabhängig vom Kompensationsglied ausgeführt.

Die Brummkompensationsspannung wird an dem 4,5µF Kondensator abgegriffen. Durch den ausgeprüften Parallelwiderstand von 150Ω wird die Phasenlage für die Brummkompensation genau festgelegt. Über das 5KΩ Poti kann nun die Kompensationsamplitude ohne Veränderung der Phasenlage eingestellt werden. Die Brummkompensationsspannung wird über den 330KΩ Widerstand der Katode der ECC83 zugeführt.
Die Bilder sollen die Wirkung der Kompensation veranschaulichen. Das folgende Bild zeigt das Ausgangssignal des Verstärkers bei Gleichspannungsheizung. Der Schleifer des 5KΩ Kompensationspotis ist an Masse gedreht, der 33KΩ Widerstand in Reihe mit Chb wurde durch ein 100KΩ Poti ersetzt. Nun kann man den Brumm von der Betriebsspannung, wie beim RL12T15 Verstärker, zumindest theoretisch, auf Minimum regeln.


Wie man im Bild sieht, verbleibt aber ein kleiner 100Hz Brumm. Bei der Suche nach der Ursache, bin ich mit dem Stuhl ein wenig zurückgerollt und konnte dabei grosse Amplituden auf dem Oszilloskopschirm sehen. Die in der direkt geheizten Triode aufgespannten Heizfäden schwingen leider bei jeder, noch so kleinen, Erschütterung mit. Selbstverständlich auch von dem mechanischen Brumm (100Hz)des am Chassis befestigten Netztransformators. Um zu zeigen wie sich der Heizungsbrumm auswirkt habe ich unter gleichen Bedingungen die Wechselstromheizung angeklemmt.

Wenn man den 50Hz Brumm mit dem Entbrummer beseitigt hat, bleibt dieser 100Hz Brumm übrig. Er entsteht durch die zu geringe Wärmeträgheit der direkt geheizten Katode. Dieser Brumm ist der Restbrumm der bei Wechselstromheizung aus dem Netztrafo verbleibt, wenn man nicht eine Kompensation dafür vorsieht. Mit dem üblichen Entbrummer lässt sich der 50Hz Brumm der Heizspannung sehr gut unterdrücken. Allerdings nicht alle sonstigen Verzerrungen des Netzsinus. Deshalb sind die Verbleibenden 100Hz Heizungsbrumm nicht völlig sinusförmig. Nach der Kompensation des Heizungsbrumms bleiben diese Störungen übrig.

Wie gross der verbleibende Anteil ist, hängt sehr wesentlich Aufbau von der verwendeten 300B ab. Zur Demonstration habe ich hier die, in dieser Diziplin schlechteste, 300B verwendet. Mit dem Gehör kann man sehr deutlich den Unterschied zwischen 50Hz und 100Hz Brumm hören. Mit dem Ohr unmittelbar an der Lautsprechermembrane und Kurzschlusstecker auf dem Verstärkereingang, dreht man beide Brummfrequenzen auf Minimum.
7.Nov.07
Im nächsten Blog wird die Bootstrap Treiberstufe mit der ECC83, für die 300B, erklärt.





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Die Loftin White Anordnung hat den RL12T15 Verstärker deutlich hörbar und messbar nach vorne gebracht. Das soll nun nicht bedeuten, dass andere Konzepte in klanglicher Hinsicht keine Daseinsberechtigung haben. Das schaltungstechnische Konzept trägt ja immer nur teilweise zum Ergebnis bei. Die Vorteile der im RL12T15 Blog gezeigten Anordnung sind allerdings so überzeugend, dass ich diesen Weg weiterverfolge. Nun ist die 300B an der Reihe. Sie ist eine direkt geheizte Endtriode mit einem µ von knapp 4. Diese Triode ist weit verbreitet und wird nach wie vor gebaut. Es gibt diese Röhre in verschiedenen Ausführungen. Mir ist es wichtig, dass man auch alle Trioden mit der Bezeichnung 300B einsetzen kann. Deshalb ist für mich nicht die Triode mit dem grössten zulässigem Katodenstrom und der grössten Anodenverlustleistung Massstab bei der Dimensionierung. Halbleiter und Elkos sind auch in diesem Verstärker absolut tabu. Die direkte Heizung der 300B mit Wechselstrom erfordert besondere schaltungstechnische Massnahmen gegen Heizungsbrumm. Die Treiberstufe muss fähig sein die hohe Steuerspannung am Gitter der 300B verzerrungsfrei bereitzustellen. Als gut geeignete Basis für diesen Verstärker dient ein Industriegerät. Da sind Chassis, und Netztrafo vorhanden, der frei verdrahtete Aufbau bietet volle Experimentierfreiheit. Vor dem Umbau auf Loftin White, habe ich die Schaltung aufgenommen und Messungen daran vorgenommen. Da der Vorbesitzer die beiden parallel geschalteten 620uF Elkos eingebaut hat, habe ich den Trafoabgriff mit 330V angeklemmt.

Hier nun die vorläufige ECC83 300B Darius Loftin White Schaltung:




Hier geht es weiter.





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This blog describes a triode amplifier that does not need any coupling capacitors, cathode decoupling capacitors, interstage transformers and significantly it eliminates the influence of the power supply output smoothing capacitor. The Loftin White topology has been misunderstood and ignored until now. Loftin White is much more than simply direct coupling. Both the original Loftin White circuit and my circuit have the advantages of the Western Electric repeater amplifier and direct coupled topology.

Loftin White amplifier replica
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Thanks to Michael Hamilton (6.Feb.2008)

Dieser Blog beschreibt einen Triodenverstärker der keinerlei Koppelkondensatoren, Katodenblockkondensatoren und Zwischenübertrager benötigt. Auch der Einfluss des Siebkondensators vom Netzteil auf das Signal wird eliminiert. Bis zum heutigen Tage wird die Loftin White Anordnung falsch interpretiert und ignoriert. Loftin White ist weit mehr als nur eine galvanische Kopplung. Sowohl die originale Loftin White Schaltung als auch die hier vorgestellte Schaltung vereinen die Vorteile des Western Electric repeater amplifier mit denen der galvanischen Kopplung.

Hallo,
im Jahre 2000 habe ich mir einen Triodenverstärker gebaut. Dabei war es mir wichtig die Schaltung mit nur zwei echten Trioden und ohne Elektrolytkondensatoren aufzubauen.
Als Endtriode habe ich die RL12T15 gewählt weil sie ein µ von 14,5 besitzt und mir diese Triode klanglich und optisch besonders zusagt. In der Treiberstufe ist eine PC86 die ich wegen ihres Anodenaufbaus ausgesucht habe.
Nach dem erfolgreichen Aufbau der RIAA 2007 muss natürlich ein gleichstromgekoppelter Endverstärker her. Da bietet es sich an, den RL12T15 Verstärker auf "Loftin White" umzubauen. Vorherbild und Nachherbild

Zitat aus Radio News Feb. 1930: "Forget Former Conceptions on Audio Amplifier Theory"
Meine Kenntnisse über Loftin White stammten noch aus der Lehrzeit und entsprechen dem was man "so allgemein" im www darunter findet. Stellvertretend dafür habe ich links mal eine Solche DC- gekoppelte Schaltung aufgezeichnet. Der Schwachpunkt fällt sofort ins Auge, es ist der Katodenblock parallel zum Katodenwiderstand. Seine Wahl ist problematisch. Ist er zu gross dann ist die Zeit zu lang, die der Verstärker benötigt, um nach einer Übersteuerung zum normalen Arbeitspunkt zurück zu kehren. Wird der Katodenblock zu klein gewählt, gibt es einen Verstärkungsverlust bei den tiefen Frequenzen. Jeder Signalspannungsabfall an ihm geht auf Kosten der Steuerspannung. Natürlich ist so ein Kondensator kein ideales Bauteil vor allem dann nicht wenn man ihm, wie hier bei der DC- Kopplung, auch noch eine hohe Spannungsfestigkeit abverlangt. Aber auch bei einem AC gekoppelten Verstärker hat er, trotz des dann niederohmigeren Katodenwiderstandes, nahezu die gleiche schädliche Wirkung. Da der Koppelkondensator weniger kritisch ist als der Katodenblock, weil kaum stromdurchflossen, hatte ich im Jahr 2000 diese Schaltung, mit halbautomatischer Gittervorspannungserzeugung, aufgebaut:

Dabei besteht der Laststromkreis nur noch aus der Endröhre, der Last (=Übertrager mit Lautsprecher) und dem Siebkondensator von der Stromversorgung. Vergleicht man nun die eine mit der anderen Schaltung, dann hat man die Wahl zwischen Katodenblock und Koppelkondensator (oder auch Zwischenübertrager). Sprich zwischen Pest und Cholera.

Nach einigem Überlegen kam mir schliesslich die Idee wie man sowohl auf das Koppelglied als auch auf den Katodenblock verzichten kann. Nun war ich wirklich sehr neugierig ob schon einmal Jemand auf diesen Trichter gekommen ist. Bei meiner Internetrecherche bin ich auf diese Seite gekommen. Dort kann man sich jetzt wieder die Originale von Loftin und White herunterladen. Michael Hamilton hat mir die gescannten Artikel freundlicherweise für diesen blog zur Verfügung gestellt. Ich Empfehle Euch dringend die Seiten aus der Radio News zu lesen, zumindest aber die Schaltung auf Seite 704 zu studieren. Nun sollte klar werden, dass Loftin White sehr viel mehr ist als nur die galvanische Kopplung zwischen Vor- und Endstufe. Letztendlich sind die Herren Loftin und White auf eine ganz ähnliche Idee gekommen.
Eines ist mit Sicherheit klar, alles andere was ich bisher (4.09.2007) im www an so genannten "Loftin White Schaltungen" gesehen habe, hat den Namen nicht verdient. Ich habe zur Verdeutlichung die bekannte herkömmliche galvanische Kopplung und meine Loftin White Applikation gegenübergestellt.
Dabei habe ich die hier relevanten Bauteilebezeichnungen aus der Schaltung Seite 704 übernommen.
Die rote Linie zeigt den Signalweg vom Eingang über die beiden Röhren zum Übertrager und Lautsprecher an. Einem Endverstärker wird Leistung abverlangt. Daher muss man dem Laststromkreis besondere Aufmerksamkeit schenken. Die grüne Linie Zeigt den Laststromkreis und alle Komponenten die den Signalstrom führen. Dieser ist bei Loftin White in sich geschlossen und besteht nur aus Triode, C2 und Last.
Zitat aus Radio News Feb.1930: "A condenser, C2, of about 1 microfarad is needed to form a local signal circuit in the output circuit including association of any suitable loud speaker as indicated."
Das Katodenpotential der Endröhre liegt nicht fest. Änderungen des Katodenpotentials treten, aufgrund des in sich geschlossenen Ausgangsstromkreises, jedoch nur bei sehr niedrigen Frequenzen und auch durch den Netzbrumm auf. Man braucht daher eine Steuerspannung am Gitter die auf dem Katodenpotential der Endröhre schwimmt. Loftin und White lösen dies u.a. mit einer Schutzgitterröhre. Ihr Ausgangswiderstand ist extrem hoch. Der viel niederohmigere Arbeitswiderstand Rc der Tetrode wird an dem Endstufenstromkreis, möglichst nahe an der Katode, angeschlossen. Somit schwimmt die Ansteuerspannung für das Gitter auf dem Katodenpotential der Endtriode. Allerdings ruiniert man sich diesen, durch den Einsatz einer Schirmgitterröhre geschaffenen, Effekt durch den notwendigen Abgriff der Gitter 2 Spannung von R1. Hier kommt nun Chb, der "Entbrummkondensator", ins Spiel. Bei vollständiger Entbrummung kompensiert er die schädliche Rückwirkung die über das Gitter 2 kommt. Allerdings bewirkt Chb weit mehr als nur die ihm angedachte Brummunterdrückung. Er ermöglicht es mir hier erstmals (?) die Schirmgitterröhre am Eingang, kleinsignalmässig vollwertig, durch eine Triode zu ersetzen.

Mir ist es wichtig auch in der Eingangsstufe keinen Katodenblock zu haben. Dies ist bekanntlich mit einem Differenzverstärker elegant möglich, jedoch brauche ich hier aufgrund der sehr günstigen Betriebsbedingungen für die PC86, keinen. Der PC86 stehen über 500V Betriebsspannung zur Verfügung. Tatsächlich fällt nur ein fünftel davon an der Triode ab. Dadurch wird das Verhältnis Anodenwiderstand zu Katodenwiderstand mit knapp 400 so hoch, dass ein Katodenblock oder Differenzverstärker hier sinnlos ist. Nun speise ich den an der Katode der Endröhre auftretenden Signal- und Brummspannungsanteil, entsprechend der Verstärkungsziffer der Vorröhre geteilt, in die Katode der Vorröhre ein. Chb ist direkt an der Katode der Endröhre angeklemmt. Ein einstellbarer Serienwiderstand, in Verbindung mit dem Eingangswiderstand der Vorröhre in Gitterbasisschaltung, sorgt für die entsprechende Teilung. In der Vorröhre addiert sich dies zum Eingangssignal und steht an der Anode bzw. am Gitter der Endröhre an. So schwimmt das Ausgangssignal der PC86 auf dem Katodenpotential der RL12T15. Interessant ist wie sich der Verstärker bei abgeklemmtem Chb verhält. Aufgrund der kleinen Siebkapazitäten ist dann ein Brumm im Lautsprecher zu hören. Unterhalb von ca. 25Hz lässt die Verstärkung merklich nach. Wird Chb angeklemmt, lässt sich der Brumm im Lautsprecher zu Null kompensieren. Die Verstärkung lässt dann trotz der kleinen Siebkapazitäten auch bei 20Hz und darunter nicht mehr nach. Nun schränkt uns nur noch der Ausgangsübertrager frequenzmässig nach unten und oben ein. Die Verstärkung würde auch bei abgeklemmtem Chb zu tiefen Frequenzen hin nicht nachlassen, wenn C2 unendlich gross oder eine Spannungsquelle wäre. Das Kompensationsglied mit Chb gleicht den Enfluss von C2 auf das Signal vollständig und perfekt aus.

Ein Loftin White Verstärker ist gekennzeichnet durch:
- Einen in sich geschlossenen Endstufenstromkreis ausschliesslich bestehend aus Röhre, Last und Stromversorgung (über C2).
- Eine auf dem Katodenpotential der Endröhre schwimmende Signalspannung zur Steuerung am Gitter.
- Die Kompensation des Einflusses der Stromversorgung auf das Signal durch das Kompensationsglied (mit Chb).
- Die Katode der Endröhre ist nicht verblockt. Es gibt keinen Katodenblockkondensator.
- Die Treiberstufe und die Endstufe sind galvanisch gekoppelt. Es wird kein Koppelglied im Signalweg benötigt.

Ein Verstärker der sich mit dem Namen "Loftin White" rühmt, muss m.E. alle diese Punkte erfüllen.
Ich habe hier die Ausregelung von Gleichspannungen am Eingang nicht berücksichtigt, weil dies eher für die in der Vorstufe angedachte "AM- Gleichrichtung" in Rundfunkempfängern von Bedeutung ist.
Da ich die Wirkungsweise des Kompensationsgliedes erkannt habe, ist es mir gelungen eingangsseitig eine Triode zu verwenden. Meine Schaltung ist daher sehr viel einfacher als die von Loftin und White vorgeschlagene.

In der praktischen Ausführung habe ich noch Schwingschutzwiderstände hinzugefügt. Das Bild zeigt die Verdrahtung der PC86. Die Heizung der PC86 bekommt ihren Massebezug über Widerstände. Die Heizwicklung für die RL12T15 ist mit dem Mittelpunkt an der Katode angeschlossen. So kann die Schicht zwischen Faden und Katode nicht durchschlagen. Im Vergleich zur Prinziepschaltung ist noch ein 4µ5F Kondensator zwischen der positiven Betriebsspannung und Masse hinzugekommen. Dieser Kondensator ist theoretisch nicht erforderlich. Ohne ihn ergeben sich praktisch bei Frequenzen über 10KHz undefinierte Änderungen in der Verstärkung. Dies hängt im wesentlichen mit dem Kapazitiven Nebenschluss des Übertragers zusammen. Dieser Effekt wird vermeiden, indem man die Betriebsspannung mit einem Kondensator verblockt. Sein Wert ist unkritisch. Ich habe den, aus dem alten Aufbau vorhandenen, 4µ5F Kondensator dafür verwendet. Dieser Kondensator darf keinesfalls, wie ein Katodenblock, parallel zu R1 gelegt werden. An R1 fällt ja nur das Signal ab, welches C2 nicht kurzschliessen kann. Tut man dies doch, gaukelt man der Kompensation einen idealen C2 vor. Aus diesem Grund darf bei Loftin White Schaltungen die Katode der Endröhre unter keinen Umständen verblockt werden. Loftin White eliminiert also nicht nur den Koppelkondensator und den Katodenblock, sondern idealisiert noch zusätzlich C2.
Zitat aus Radio News Jan. 1930:"We also discussed operation of the tubes at very high plate impedances, and very low plate currents and consequent advantages."
Durch die galvanische Kopplung entfällt für die Vorstufe die zusätzliche Wechselstrombelastung durch den, bei kapazitiver Kopplung erforderlichen, Gitterwiderstand. Dies trägt wesentlich zur Selbstlinearisierung der PC86 bei. Die direkte Kopplung verhindert zudem eine Verfälschung der Gittervorspannung, beispielsweise durch Gitteremission oder Isolationsfehler in der Endröhre, wirkungsvoller als ein hochohmiger Gitterableitwiderstand.
Meine Loftin White Applikation bietet einen perfekten Schutz für die RL12T15. Selbst bei defekten Kondensatoren oder Ausfall der PC86 wird die Endtriode nie überlastet. Die PC86 war ein Glücksgriff, ihre beiden getrennt herausgeführten Anoden machen es möglich das Gitter der Endröhre Spannungsfrei zu schalten, wenn die PC86 herausgezogen wird. Dann fliesst in der RL12T15, infolge des hochohmigen Katodenwiderstandes, nur noch ein geringer Strom.
Der Ruhestrom der RL12T15 beträgt etwa 25mA. Massgelbliches Kriterium für den Ruhestrom ist bei Endtrioden die Gittervorspannung für die grösstmögliche lineare Aussteuerbarkeit. Würde man dafür die maximal zulässige Anodenverlustleistung heranziehen, wie bei Tetroden und Pentoden üblich, kann man u.U. die Röhre nicht mehr leistungslos steuern. Bei einer Anodenspannung von beispielsweise 240V müsste der Ruhestrom 63mA betragen um 15W Anodenverlustleistung zu erhalten. Dann beträgt die Gittervorspannung etwa 0V und die Triode kann nicht mehr leistungslos angesteuert werden. Es gibt einen Ruhestrom bei dem die maximale Aussteuerbarkeit mit der maximalen Anodenverlustleistung zusammenfällt. Dies wäre bei der RL12T15 bei 500V und 30mA der Fall. Praktisch ist es aber selten sinnvoll die volle Anodenverlustleistung einer Triode auszunutzen. Bei der RL12T15 gibt es dann schon ein Isolationsproblem, wie sich in der alten Schaltung zeigte. Der Umbau auf Loftin White löste auch dieses Problem. Die Anoden-Katodenspannung der RL12T15 liegt nun knapp über 400V.
Zum Schutz des Ausgangsübertragers liegt parallel zur Primärwicklung (Z=10K Ohm) eine Funkenstrecke.

Letzte Überarbeitung am 12. November 2008


Der folgende Blog zeigt einen 300B Verstärker.




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