Donnerstag, 15. November 2007

ECC83 als Treiber für die 300B, Bestimmung einer Kennzahl

This blog explains an ECC83 driver specially designed for Loftin White applications using low µ triodes such as the 300B. A new formula gives a number that makes it possible to characterise a triode stage. This number shows the self linearising aspect in a triode amp design. The bootstrap topology makes it possible to use only one high µ driver stage without cathode decoupling instead of a pentode or two low µ triodes as usual.

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ECC83 als Treiber für die 300B, Bestimmung einer Kennzahl
ECC83 300B Darius Loftin White Fortsetzung
PC86 RL12T15 Darius Loftin White Fortsetzung


Die 300B braucht etwa drei mal so viel Steuerspannung am Gitter wie die RL12T15. Deshalb ist hier die Verstärkungsziffer einer Stufe mit der PC86 nicht ausreichend. Eine zusätzliche Spannungsverstärkerstufe kann dieses Verstärkungsmanko ausgleichen, derartige Lösungen zeigen beispielsweise der 6SN7 300B conventional SE Verstärker und der SRPP 300B Verstärker. Diese Konzepte besitzen nun drei Spannungsverstärker. Dreistufige Verstärker neigen leider zur Selbsterregung durch Anodenstromverkopplung. Darum muss man sich bei einer zweistufigen Loftin White Schaltung nicht sorgen. Wie bei der PC86 RL12T15 Schaltung soll eine Triode in der Treiberstufe Anwendung finden und der Katodenblock soll auch hier überflüssig werden.


Mit einem µ von 100 ist die ECC83 hier bestens geeignet. Allerdings erscheinen die Betriebsbedingungen für die ECC83 zunächst nicht so günstig. Wie gut die Betriebsbedingungen einer Triode tatsächlich sind möchte ich gerne an einer dimensionslosen Kennzahl festmachen. Diese Zahl charakterisiert eine Triodenstufe in der Hinsicht ob Massnahmen erforderlich sind um die Stufe so zu optimieren, dass die Triodeneigenschaften, wie z.B. die Selbstlinearisierung, gut zur Geltung kommen. Zu diesen Massnahmen zählt beispielsweise die Verblockung der Katode um bei Trioden die unerwünschte Fremdlinearisierung durch die Stromgegenkopplung zu vermeiden. Zur Berechnung dieser Ziffer, für die ich noch einen Namen suche, benötigt man den Arbeitswiderstand Ra dem ggf. ein Lastwiderstand parallel geschaltet ist, den Katodenwiderstand Rk, die Steilheit s und den Faktor µ. Siehe Bild unten.
Mit der Barkhausenformel 1/D = µ = s x ri kann man sich die Berechnung praxisnah gestalten, wie in den Beispielrechnungen gezeigt.



Für die PC86 ergibt sich im PC86 RL12T15 Verstärker die Kennziffer 4.
Von diesem Wert an aufwärts spielt die Stromgegenkopplung durch den Katodenwiderstand eine so geringe Rolle, dass man auch ohne Katodenblock auskommt.
Für die ECC83 bekommt man die Ziffer 2, man muss also an irgendeiner Grösse in der Formel etwas ändern, will man auch hier auf den Katodenblock verzichten ohne eine Stromgegenkopplung in Kauf nehmen zu müssen. Um es schoneinmal vorwegzunehmen, es ist Ra dessen kleinsignalmässiger Wert beträchtlich(!) erhöht wird.
Interessehalber noch die Ziffern für den 6SN7 300B Verstärker ohne Katodenblöcke:
Erste Stufe 2 und zweite Stufe 0,3. Deshalb sind die Katoden der 6SN7 verblockt. Das verblocken der Katoden macht Zk (=Rk parallel Xc) kleinsignalmässig zu Null, was die Kennzahl beträchtlich erhöht. Besonderes Augenmerk gilt allerdings dem zu, denn so ein Katodenblock besteht leider nicht nur aus seinem Blindwiderstand Xc. Bei der "SRPP" Stufe ohne Last ist die obere Triode als Widerstandsmultiplizierer geschaltet und stellt Ra, in der Formel dar. Ist die "SRPP" symmetrisch und ohne Katodenblock aufgebaut, beträgt die Kennzahl 1. Dies bedeutet keinesfalls, dass diese Anordnung "schlecht" ist. Im Gegenteil, sie arbeitet sogar sehr linear. Allerdings wird dies im wesentlichen mit der Fremdlinearisierung durch die Stromgegenkopplung im Katodenwiderstand der unteren Röhre erreicht. Die Triode bietet als einziges mir bekanntes Bauelement die Option der Selbstlinearisierung. Das ist es letztlich auch, was einen Triodenverstärker auszeichnet. Ein gutes Triodenschaltungsdesign ermöglicht der Triode die Selbstlinearisierung und dies lässt sich unter Anderem an der Kennzahl festmachen.

Lässt man die ECC83 µ- fach verstärken, dann wirkt sich die Gitter- Anodenkapazität bereits merklich aus. Das Bild zeigt die Auswirkung der Millerkapazität in Verbindung mit einem 50KΩ Potentiometer bei einem Triodensystem der ECC83.


Im ungünstigsten Fall, der elektrischen Mittelstellung, hat dann der aus Poti und Eingangskapazität der ECC83 gebildete Tiefpass eine Grenzfrequenz von ≈70KHz. Damit kann ich gut leben und komme noch ohne Neutralisation aus. Schaltet man aber beide Systeme der ECC83 parallel, sinkt diese Grenzfrequenz auf ≈35KHz ab. Deshalb nutze ich nur ein System der ECC83 zur Spannungsverstärkung.
In der Katodenbasisschaltung addiert sich der Katodenwiderstand µ- fach zum Innenwiderstand der Triode. Im Falle der ECC83 mit einem Katodenwiderstand von 1K5Ω sind das 150K, die sich zum Innenwiderstand addieren. Der Innenwiderstand des Treibers mit einem System der ECC83 würde dann, inclusive Arbeitswiderstand, ungefähr 140KΩ betragen. Zwar ist bei µ facher Verstärkung die Eingangskapazität der 300B mit ≈80pF nur halb so gross wie die der ECC83, aber die sich daraus ergebende Grenzfrequenz ist trotzdem zu niedrig. Es liegt nun nahe das zweite System der ECC83 als Spannungsfolger/Katodenfolger zu verwenden.

Eine sehr gute Lösung bietet hier die Bootstrapschaltung. Im Bild links wird dargestellt wie aus einer gewöhnlichen Katodenbasisstufe mit Katodenblock, Anodenspannungssiebglied und Katodenfolger eine Bootstrap Stufe entsteht. Statt den Scheinwiderstand an der Katode mit einem Katodenblock zu verringern, erhöht die Bootstrapanordnung kleinsignalmässig Ra. Dies wird bei der Bootstrap Schaltung erreicht, indem der Siebkondensator Cs nicht mit Masse sondern mit dem Ausgang des Katodenfolgers verbunden wird. Der Siebkondensator wird so zum Bootstrapkondensator. Wie wirkungsvoll die Bootstrapschaltung arbeitet hängt davon ab, inwieweit es dem Katodenfolger gelingt den Signalspannungsabfall über dem gitterseitigen 220KΩ Widerstand gering zu halten. Die Signalspannung fällt nun grösstenteils am betriebsspannungsseitigen Widerstand ab. Dieser stellt eine Wechselstromlast für den Katodenfolger dar. Am gitterseitigen Widerstand fällt nur der Spannungsverstärkungsverlust u(1-vu) des Katodenfolgers ab. Der dynamische Arbeitswiderstand ra für die Verstärkertriode ist dann ra= Ra /(1-vu). Für einen möglichst hochohmigen dynamischen Widerstand ra muss die Spannungsverstärkung des Katodenfolgers möglichst nahe an Eins liegen. Die Spannungsverstärkung eines Katodenfolgers mit Triode ist aber im Idealfall (1-1/(µ+1)) fach. Um den Spannungsverstärkungsverlust klein zu halten ist demnach grundsätzlich eine Triode mit hohem µ erforderlich. Die ECC83 ist mit einem µ von 100 hier also die Idealbesetzung. Allerdings spielt real auch das Spannungsteilungsverhältnis rk / (rk + 1/s) eine wichtige Rolle. Dabei ist rk der Katodenwiderstand mit Wechselstrombelastung. Die Steilheit s liegt bei 1,8mA/V laut Kennlinie im Datenbuch. Infolge des für die Loftin White Topologie notwendigen Katodenpotentials ergibt sich ein sehr günstiges Verhältnis zwischen Rk und dem Widerstand 1/s des Katodenfolgers. Der niedrigste mögliche Wert für Rk wird vom Spitzenstrom im ungünstigsten Fall vorgegeben und beträgt hier 40KΩ. Der Höchstwert für Rk hängt von der Wechselstrombelastung und der maximal erforderlichen Aussteuerung des Katodenfolgers ab. Besonders vorteilhaft ist, dass die Wechselstrombelastung durch den Gitterableitwiderstand bei der Loftin White Anordnung entfällt. Die Bootstrapstufe ist also hier nur mit sich selbst und der Blindlast der 300B beschäftigt. Diese Blindlast beträgt etwa 80pF und das liegt in der Grössenordnung einer Verstärkerstufe mit der ECC81. Soll der Katodenfolger in der Lage sein 20KHz bis zum Gitterstromeinsatz zu liefern ohne die untere Halbwelle zu kappen, dann darf Rk hier maximal 160KΩ betragen. Mit einem Katodenwiderstand Rk von 100KΩ für den Katodenfolger hat man also weite Aussteuerungsreserven. Der Innenwiderstand des ECC83 Bootstraptreibers beträgt gemessene 2KΩ. Die 3dB Grenzfrequenz beträgt damit gut 1MHz. Der Innenwiderstand in Bootstrapschaltung ist höher als 1/s, weil die Kennzahl der Verstärkerstufe ohne zu bootstrapen niedrig ist. Durch die Bootstrapanordnung und die durch die Loftin White Schaltung mögliche Dimensionierung beträgt der dynamische Arbeitswiderstand ra der Verstärkertriode statt 440KΩ sensationelle 12MΩ . Die Kennzahl erhöht sich durch das Bootstrapen auf 53.


Man erkennt, auch ohne die Kennzahl zu berechnen, dass der Katodenwiderstand hier keine Stromgegenkopplung mehr verursachen kann. Demnach ist ein Katodenblock für die ECC83 auch nicht erforderlich. Die Bootstrap Anordnung gilt, wie die "SRPP" Anordnung auch, als eine Verstärkerstufe. Das Gesammtkonzept bleibt damit zweistufig.

Prinzipiell ist ein Katodenfolger in der Lage die Endtriode in den Gitterstrombereich, d.h. positives Gitter gegenüber Katode, zu steuern.
Die Triode verliert dann aber mir wichtige Triodeneigenschaften, siehe die Erklärung zur Stromquelle V9. Die ECC83 ist unter den gegebenen Betriebsbedingungen nicht in der Lage hohe Ströme durch das Gitter der 300B zu treiben. Die Gitterspannung der 300B kann daher nicht so positiv gegenüber der Katodenspannung werden, dass die Ausgangskennlinie den Verlauf 3 , im Bild rechts, annimmt. Es müssen daher keine Massnahmen ergriffen werden dies zu verhindern.

Ich möchte ausdrücklich darauf hinweisen, dass ich diesen ECC83 Treiber speziell für die beschriebene Loftin White Anordnung entwickelt und dimensioniert habe. Die gewünschte Funktion dieses Treibers wird im Wesentlichen durch die sich aus der Loftin White Topologie ergebenden Betriebsbedingungen ermöglicht.

Letzte Überarbeitung am 19.April 2008

Glossar:

Fremdlinearisierung
Durch Gegenkopplungsschaltungen eine Verstärkerstufe zu linearisieren, bezeichne ich als Fremdlinearisierung. Damit ist die Strom- und Spannungsgegenkopplung gemeint und auch daraus resultierende Kombinationen wie die sog. Leistungsgegenkopplung.
Selbstlinearisierung
Die Triode besitzt konstruktionsbedingt eine Rückwirkung von der Anode auf das elektrische Feld zwischen Katode und Gitter. Wie stark das elektrische Feld der Anode, durch das negative Gitter, auf die Katode greift und Elektronen dazu veranlasst zur positiven Anode zu fliegen, gibt der Durchgriff an. Sein Kehrwert ist der Faktor µ. Diese Rückwirkung kann zur Linearisierung der Triodenverstärkerstufe herangezogen werden. Diesen Vorgang, der innerhalb der Triode abläuft, bezeichne ich als Selbstlinearisierung der Triode. Diese besondere Triodeneigenschaft gilt es auszunutzen!
Triodenschaltungsdesign
dafür kommt ein extra Blog.
Anodenstromverkopplung
Rückkopplung niederfrequenter Signale über die Betriebsspannungsverblockung. Kann zur tieffrequenten Selbsterregung (blubbern, motor boating) führen. Damit das nicht soweit kommt, muss man die untere Frequenzgrenze und das Sieb für die erste Stufe sorgfältig aufeinander abstimmen. Dabei soll die untere Grenzfrequenz durch das CR Glied vor dem Gitter der 300B festgelegt werden. Schliesslich verschiebt sich ja bei Gitterstromeinsatz der 300B auch ihr Arbeitspunkt. Dieses CR Glied und der Katodenblock der 300B müssen auch optimal aufeinander eingestellt werden um Effekte, die das Nachkriechen des Arbeitspunktes bewirkt, klein zu halten.

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Sonntag, 4. November 2007

Direkte Heizung 300B

Direct heated triode 300B
This blog explains how to eliminate the double mains frequency hum caused by the low thermal inertia of the cathode of an direct heated tube.

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PC86 RL12T15 Darius Loftin White Fortsetzung

Die 300B ist im Gegensatz zur RL12T15 eine direkt geheizte Triode. Der übliche Entbrummer beseitigt bei Wechselstromheizung die Netzfrequenz (50Hz).
Der Heizfaden ist leider doch noch so dünn, dass er den Momentanwerten der Heizleistung thermisch merklich folgen kann. Das bedeutet, er kühlt während der Nulldurchgänge der Heizwechselspannung ab und erwärmt sich während der Halbwellen. Diese Temperaturschwankung ändert die Emissionsfähigkeit der Katode und somit den Katodenstrom. Das macht sich dann als Brumm mit der doppelten Netzfrequenz (100Hz) bemerkbar. Diesen Heizungsbrumm kann der übliche Entbrummer nicht beseitigen. Die einen leben damit, die anderen heizen mit Gleichspannung um keinen Heizungsbrumm zu bekommen. Beides kommt für mich nicht in Frage. Wie man diesen Brumm weg bekommt, will ich zunächst an einem konventionellen SE Verstärker stellvertretend erklären. Dazu habe ich unten eine bewährte 6SN7 300B Schaltung gezeichnet.

In der Regel brummen Verstärker durch die Restwelligkeit auf der Anodenspannung. Diesen Brumm kann man perfekt kompensieren. Beispielsweise bei meiner RL12T15 Loftin White mit dem 10KΩ Poti in Reihe zu Chb, oder in der alten Schaltung mit der Kombination 390KΩ 1µF über das Gitter der RL12T15.
Nun liegt der Gedanke nahe, die Siebung im konventionellen 300B Verstärker gerade so auszulegen, dass der durch die Restwelligkeit verursachte Brumm den Heizfadenbrumm kompensiert. Oder anders gesagt man den Brumm vom Netzteil mit dem Heizfadenbrumm ausgleicht. Das wird tatsächlich oft unbewusst so gemacht und man sieht es der Schaltung nicht ohne weiteres an. Die Treiberstufe, in der Schaltung oben, besitzt kein eigenes Sieb. So kann Brumm von der Versorgungsspannung, über den Spannungsteiler bestehend aus 47KΩ und dem Innenwiderstand der 6SN7 geteilt, an das Gitter der 300B gelangen. Der Übertrager ist zudem über den Innenwiderstand der Endröhre und den Katodenblock geerdet. So wird der Verstärker hinreichend empfänglich für den Brumm auf der Versorgungsspannung. Die Siebglieder im Netzteil sind so ausgelegt, dass dieser Brumm den Heizungsbrumm kompensiert. Mit dem 100Ω Poti (Entbrummer) dreht man den 50Hz Heizspannungsbrumm weg und mit dem 5KΩ Poti den 100Hz Heizungsbrumm. Damit so etwas funktioniert, muss man einen Zweiweggleichrichter verwenden der die Netzfrequenz verdoppelt. Auch die Phasenlage muss im Sinne der Kompensation stimmen. In der praktischen Ausführung genügt, statt des Potis für den Heizungsbrumm, ein entsprechend ausgeprüfter Festwiderstand (in diesem Fall 2K7Ω) parallel zur Siebdrossel.
In der Originalen Loftin White Schaltung ist eine Kompensation des Heizfadenbrumms nicht vorgesehen.

Nun zur ECC83 300B Schaltung.

Die Loftin White Schaltung ist prinzipiell unempfindlich gegen Betriebsspannungsbrumm. Das liegt an dem, Loftin White Schaltungen kennzeichnenden, in sich geschlossenen Ausgangskreis. Dieser besteht aus Röhre (300B) Last (Übertrager mit Lautsprecher) und C2 (60µF). Dieser Ausgangskreis hat keinen Einfluss auf den Eingangskreis da bei Loftin White Schaltungen das Eingangssignal auf dem Katodenpotential der Endröhre schwimmt. Dies erreiche ich in meinen Loftin White Applikationen durch das Kompensationsglied (C"hb", 33KΩ+100KΩ). Bei der RL12T15 als indirekt geheizten Triode, fallen die idealen Werte des Kompensationsgliedes zur Brummkompensation und zum Ausgleich der Spannungsverluste an C2, zusammen. Also wenn man den Brumm kompensiert wird der Frequenzgang, vor allem zu tiefen Frequenzen hin, perfekt linearisiert. Da die 300B aber selbst einen Heizungsbrumm generiert, würde dann ein Abgleich des Kompensationsgliedes auf minimalen Brumm nicht mit den Punkt perfekten Ausgleiches der Signalverluste an C2 übereinstimmen. Aus diesem Grund habe ich die Kompensation des Heizfadenbrumms unabhängig vom Kompensationsglied ausgeführt.

Die Brummkompensationsspannung wird an dem 4,5µF Kondensator abgegriffen. Durch den ausgeprüften Parallelwiderstand von 150Ω wird die Phasenlage für die Brummkompensation genau festgelegt. Über das 5KΩ Poti kann nun die Kompensationsamplitude ohne Veränderung der Phasenlage eingestellt werden. Die Brummkompensationsspannung wird über den 330KΩ Widerstand der Katode der ECC83 zugeführt.
Die Bilder sollen die Wirkung der Kompensation veranschaulichen. Das folgende Bild zeigt das Ausgangssignal des Verstärkers bei Gleichspannungsheizung. Der Schleifer des 5KΩ Kompensationspotis ist an Masse gedreht, der 33KΩ Widerstand in Reihe mit Chb wurde durch ein 100KΩ Poti ersetzt. Nun kann man den Brumm von der Betriebsspannung, wie beim RL12T15 Verstärker, zumindest theoretisch, auf Minimum regeln.


Wie man im Bild sieht, verbleibt aber ein kleiner 100Hz Brumm. Bei der Suche nach der Ursache, bin ich mit dem Stuhl ein wenig zurückgerollt und konnte dabei grosse Amplituden auf dem Oszilloskopschirm sehen. Die in der direkt geheizten Triode aufgespannten Heizfäden schwingen leider bei jeder, noch so kleinen, Erschütterung mit. Selbstverständlich auch von dem mechanischen Brumm (100Hz)des am Chassis befestigten Netztransformators. Um zu zeigen wie sich der Heizungsbrumm auswirkt habe ich unter gleichen Bedingungen die Wechselstromheizung angeklemmt.

Wenn man den 50Hz Brumm mit dem Entbrummer beseitigt hat, bleibt dieser 100Hz Brumm übrig. Er entsteht durch die zu geringe Wärmeträgheit der direkt geheizten Katode. Dieser Brumm ist der Restbrumm der bei Wechselstromheizung aus dem Netztrafo verbleibt, wenn man nicht eine Kompensation dafür vorsieht. Mit dem üblichen Entbrummer lässt sich der 50Hz Brumm der Heizspannung sehr gut unterdrücken. Allerdings nicht alle sonstigen Verzerrungen des Netzsinus. Deshalb sind die Verbleibenden 100Hz Heizungsbrumm nicht völlig sinusförmig. Nach der Kompensation des Heizungsbrumms bleiben diese Störungen übrig.

Wie gross der verbleibende Anteil ist, hängt sehr wesentlich Aufbau von der verwendeten 300B ab. Zur Demonstration habe ich hier die, in dieser Diziplin schlechteste, 300B verwendet. Mit dem Gehör kann man sehr deutlich den Unterschied zwischen 50Hz und 100Hz Brumm hören. Mit dem Ohr unmittelbar an der Lautsprechermembrane und Kurzschlusstecker auf dem Verstärkereingang, dreht man beide Brummfrequenzen auf Minimum.
7.Nov.07
Im nächsten Blog wird die Bootstrap Treiberstufe mit der ECC83, für die 300B, erklärt.


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Freitag, 2. November 2007

ECC83 300B Darius Loftin White Einführung

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Die Loftin White Anordnung hat den RL12T15 Verstärker deutlich hörbar und messbar nach vorne gebracht. Das soll nun nicht bedeuten, dass andere Konzepte in klanglicher Hinsicht keine Daseinsberechtigung haben. Das schaltungstechnische Konzept trägt ja immer nur teilweise zum Ergebnis bei. Die Vorteile der im RL12T15 Blog gezeigten Anordnung sind allerdings so überzeugend, dass ich diesen Weg weiterverfolge. Nun ist die 300B an der Reihe. Sie ist eine direkt geheizte Endtriode mit einem µ von knapp 4. Diese Triode ist weit verbreitet und wird nach wie vor gebaut. Es gibt diese Röhre in verschiedenen Ausführungen. Mir ist es wichtig, dass man auch alle Trioden mit der Bezeichnung 300B einsetzen kann. Deshalb ist für mich nicht die Triode mit dem grössten zulässigem Katodenstrom und der grössten Anodenverlustleistung Massstab bei der Dimensionierung. Halbleiter und Elkos sind auch in diesem Verstärker absolut tabu. Die direkte Heizung der 300B mit Wechselstrom erfordert besondere schaltungstechnische Massnahmen gegen Heizungsbrumm. Die Treiberstufe muss fähig sein die hohe Steuerspannung am Gitter der 300B verzerrungsfrei bereitzustellen. Als gut geeignete Basis für diesen Verstärker dient ein Industriegerät. Da sind Chassis, und Netztrafo vorhanden, der frei verdrahtete Aufbau bietet volle Experimentierfreiheit. Vor dem Umbau auf Loftin White, habe ich die Schaltung aufgenommen und Messungen daran vorgenommen. Da der Vorbesitzer die beiden parallel geschalteten 620uF Elkos eingebaut hat, habe ich den Trafoabgriff mit 330V angeklemmt.

Hier nun die vorläufige ECC83 300B Darius Loftin White Schaltung:




Hier geht es weiter.


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